. : New eShop! - Mobilní verze - Pandatron.cz - Pandatron.sk - Diskuzní fórum - Zakázkový vývoj : .
 
Minimalizace vlivu skokových změn dV/dt v napájecím zdroji - část 1

Minimalizace vlivu skokových změn dV/dt v napájecím zdroji - část 1

V následujícím článku si přiblížíme problémy skokových změn rozdílu napětí dV/ds v synchronních napájecích zdrojích a ověříme si účinky možných řešení.

Konstruktéři napájecích zdrojů jsou vystaveni stále vyššímu tlaku, který je nutí dosahovat vyšších výkonů a rychlejšího uvádění nových produktů na trh. Výsledkem toho však bývají problémy, které je nutné řešit v dalších krocích a zbytečně se tím vývoj opět prodlužuje.

Následující článek má konstruktérům napájecích zdrojů pomoct při minimalizaci tzv. průstřelů, nebo také kolizí, známých z aplikací synchronních DC/DC zdrojů. Našim hlavním cílem je omezení ztrátových proudů na přijatelnou mez, aniž by se musel měnit návrh celého zařízení.

Úvod
Jev zvaný „průstřel“ (anglicky „shoot-through”), nebo také kolize, nastává ve chvíli, kdy jsou oba výkonové prvky tranzistorového polovičního můstku aktivní současné. Tedy ve chvíli, kdy je sepnut jak tzv. High-Side Q1 (HS-MOSFET), tak i Low-Side Q2 (LS-MOSFET). V tu chvíli jimi prochází plné napájecí napětí přímo do společné země, což je samozřejmě nežádoucí stav.

V některé literatuře se můžeme u Q1 setkat i s označením průchozího spínače nebo řídicího MOSFETU a Q2 bývá označován jako synchronní MOSFET. My se však na dalších řádcích přidržíme zjednodušeného označení HS-MOSFET a LS-MOSFET.


Obr. 1 Topologie snižujícího, synchronního převodníku

Důsledky uvedené situace jsou velmi ošemetné a v některých případech mohou vést i k poškození řídicích obvodů napájecího zdroje. Navíc snad není třeba ani dodávat, že jde o velké ztráty, zatěžující výkonové součástky a že je pro nás takový provoz velice neefektivní.

Kolizní situace mohou vzniknout několika způsoby. Jedním z nich je současné sepnutí obou spínacích prvků (MOSFETů) v jeden okamžik. To však není příliš obvyklý stav a v případě řídicích obvodů by se muselo jednat o poruchu. Dalším možným zdrojem problémů je nedostatečné vybití eneRGie na řídicí elektrodě prvního tranzistoru, než dojde k sepnutí druhého. To také není příliš častá situace, neboť ji řeší sám regulátor vkládáním časových prodlev. Třetím, ne však tak zřejmým, zdrojem možných problémů je vysoká hodnota dV/dt ve společném bodě napájecího zdroje (tedy mezi piny tranzistorů Q1, Q2 a pracovní indukčností).

Právě poslední jmenovaný zdroj problémů vychází ze zcela jiného principu a vyžaduje odlišný způsob řešení. Jelikož se však jedná o nejčastější zdroj uvedených problémů, podíváme se na jeho vznik podrobněji a ukážeme si možné způsoby řešení.

Vznik problému
Jak problém vzniká? Podívejme se společně na jednotlivé piny tranzistoru LS-MOSFET. Jeho součástí je celá řada parazitní prvků, především kapacit a indukčností, které jsou za jistých okolností schopné přivádět nežádoucí eneRGii přímo na jeho řídicí elektrodu. A co je nejhorší, i ve chvíli, kdy je již sepnut tranzistor HS-MOSFET. Jakmile pak napětí na jeho řídicí elektrodě překročí prahovou úroveň (Vth), začne jím protékat zkratový proud.

Uvedená situace je velice dobře vidět na zjednodušeném ekvivalentním obvodu tranzistoru MOSFET, uvedeném na obr 2:


Obr. 2 Ekvivalentní obvod tranzistoru MOSFET

Z uvedeného modelového schéma je velice dobře vidět celá situace. Mezi elektrodami drain a source je umístěn kapacitní dělič, se středem přímo na elektrodě gate. V jeho důsledku dojde vždy k nárůstu napětí na řídicí elektrodě ve chvíli, kdy se vlivem druhého tranzistoru prudce zvýší hodnota dV/dt ve společném bodě polovičního můstku. Bohužel jsou tyto parazitní kondenzátory součástí každého tranzistoru a nelze je z něj nijak odstranit. Nám tedy nezbývá nic jiného, než se s nimi vypořádat.

Velikost náboje jednotlivých polovodičových přechodů, tedy hodnoty Qgd a Qgs však závisí na konkrétní volbě tranzistoru MOSFET a určují nárůst napětí na jeho řídicí elektrodě ve chvíli sepnutí. Bohužel se nedá jednoduše říct „vyberte tranzistor s lepším poměrem Qgd/Qgs“. Na celou problematiku je třeba nahlížet mnohem komplexněji, s individuálním přístupem ke každému řešení.

Jak dochází k přenosu náboje
Jak jsme si již řekli, parazitní kapacity Cgd a CGS se chovají jako dělič, napájený skokovými změnami na elektrodě drain. Pokud tedy v obvodu používáme přímé řízení tranzistorů MOSFET, měli bychom být uvedenou situaci schopni poměrně účinně řešit.

Poměrně logicky můžeme konstatovat, že:

Rovnice 1

Kde:
Qgd = Náboj na přechodu gate-drain
Qg = Náboj na gate
Qgs= Náboj na přechodu gate-source

Z jednoduché rovnice vyplývá, že pokud zvýšíme hodnotu Qg, bude hodnota Qgs menší a tím se sníží i citlivost tranzistoru na dV/dt změny. Tím, že jde o jednoduchý dělič dodaného náboje, můžeme změnou jednotlivých kapacit jednoduše zajistit udržení elektrody gate na nízké hodnotě po celou dobu trvání skokové změny na tranzistoru HS-MOSFET. Teoreticky by si tak sama řídicí elektroda mohla zajistit pohlcení celé nežádoucí eneRGie Qgd, injektující se z okolních obvodů. Bohužel se jedná o parazitní prvky a jejich změna na polovodičových čipech není možná.

Bližší pohled na situaci nám poskytne obr. 3, doplněný o ekvivalent řídicího obvodu.


Obr. 3 Ekvivalentní obvod řízení tranzistoru LS-MOSFET

Ze zjednodušeného zapojení na obr. 3 můžeme konstatovat, že:

Rovnice 2

Kde:
Qg = Náboj na gate
VGS = Rozdíl napětí mezi gate-source
ZEQ = Ekvivalentní hodnota impedance
RG = Sériový odpor gate
LG = Sériová indukčnost gate
LS = Indukčnost na elektrodě source
CGS = Kapacita přechodu gate-source

Kritická délka spojů
Pro nás je důležitá především druhá rovnice, která nám přibližuje situaci zvýšení náboje Qg. Ten má totiž přímý vliv i na zbylé odpory a kapacity v systému, přičemž je u nich téměř lineární závislost. Naopak při bližším pohledu na parazitní indukčnosti zjistíme, že je mezi nimi závislost, uvedená v rovnici 3. Pro zjednodušení v ní nejsou zahrnuty hodnoty parazitních odporů ani kapacit. Výsledkem je jednoduché prokázání výrazného vlivu indukčností na problém s nárůstem dV/dt.

Rovnice 3

Tím ale zjišťujeme, že sériová indukčnost řídicí elektrody gate je v obvodu velice nežádoucí. Jejím vlivem se nám v obvodu snižuje hodnota Qg, kterou potřebujeme pro minimalizaci injekce skokového napětí z dV/dt do tranzistoru. Jak jsme si již prokázali dříve. Snížení hodnoty parazitní indukčnosti v řídicí elektrodě je tedy nejjednodušší způsob, jakým můžeme dosáhnout maximální hodnoty Qg. V praxi to znamená, že by se mezi regulátor a pin Gate výkonového tranzistoru MOSFET měl používat co možná nejkratší spoj.

Neměli bychom však zapomínat i na to, že proud neprochází pouze touto indukčností, ale musí se vracet zpět do zdroje. Navíc může mít v cestě zařazen nějaký prokov, vedoucí proud mezi jednotlivými vrstvami desky s plošnými spoji. Pro základní představu o indukčnosti prokovu můžeme použít rovnici 4. Jediným řešením, pokud opravdu musíme signálem procházet mezi vrstvami PCB, je použití více prokovů současně. Tím dojde k paralelnímu řazení, čímž se jejich indukčnost sníží.

Rovnice 4

Kde:
µ = Permeabilita měděného vodiče = 4π10-7
H = Výška prokovu (tloušťka PCB) = 1.6mm
Deff = Efektivní průměr prokovu do 200µm ~ 132µm
S = Vzdálenost návratu prokovu, jako S >> Deff, hodnota 1/S je zanedbatelná

Jednoduchou úvahou jsme tak došli až k závěru. Omezení indukčnosti v obvodu řídicí elektrody gate je tím nejjednodušším a zároveň nejúčinnějším způsobem, jakým lze podpořit absorpci injektované eneRGie do Qgd ze společného uzlu zdroje. Alespoň tedy prozatím, kdy jsme stále ve fázi návrhu.

Výběr tranzistoru
Výše uvedené možnosti zlepšení jsou však poměrně omezené, a pokud nám nestačí, musíme se poohlédnout po jiném tranzistoru. Z modelu tranzistoru MOSFET na obr. 2 již víme, že poměr Qgd versus Qgs by měl být co nejmenší. Nicméně při výběru tranzistoru pouze podle hodnot z technické dokumentace musíme být velice opatrní, neboť mohou klamat. Pouhý výběr tranzistorů vzájemným srovnáváním jejich katalogových údajů není příliš přesný.

Jde o to, že například hodnota Qgd je definována pro konkrétní výkon a při konkrétní hodnotě Qgs. Ale skoková změna dV/dt má vliv i na hodnotu Qgs, z čehož samozřejmě vychází, že hodnota Qgd z technické dokumentace neodpovídá dané situaci.

Na obr. 4 je uvedené standardní testovací zapojení tranzistoru a s ním související průběhy.


Obr. 4 Testovací zapojení tranzistoru MOSFET

I přesto jsou pro nás tyto informace velmi důležité a jejich správné použití nám můžeme zajistit omezení vlivu na přechodové stavy dV/dt. V dokumentaci jsou obvykle dostupné hodnoty pro 12V pracovní napětí (VDS), podle kterých můžeme vybírat ten nejlepší a zároveň cenově dostupný MOSFET od dodavatele X.

Na následující tabulce je uveden příklad katalogových hodnot pro řídicí elektrodu vybraného tranzistoru.

Parametr Symbol Podmínky testu Min Typ Max Jednotka
Statické:
Prahové napětí gate VGS(th) VDS=VGS, ID=250µA 0,8   1,8 V
Dynamické:
Celkový náboj na gate Qg VDS = 15 V,
VGS = 5.0 V ,
ID = 9 A
  8,7 12 nC
Náboj přechodu gate-source Qgs   1,5    
Náboj přechodu gate-drain Qgd   3,5    
Vstupní odpor gate RG   0,5 1,4 2,2 Ohm
Tab. 1: Dynamické vlastnosti tranzistoru MOSFET od dodavatele X

Z toho jsou pro nás nejdůležitější hodnoty: Qgd = 3.5nC při VDS = 15V a VGS = 5,0

V našem případě je VDS = 12V a VGS = 0V

Rovnice 5

Pro hodnotu Qgs je kritickým bodem okamžik, kdy MOSFET začne vést proud. Tento bod se označuje jako hranice VGS(th) s typickou hodnotou 0,8 Vmin. a 1,8 Vmax. Z nich je pro nás v tuto chvíli nejdůležitější ta minimální hodnota, která označuje hranici, kdy MOSFET začíná vést proud. V našem případě jde o maximální hodnotu napětí, která se nám může na řídicí elektrody dostat, aniž by došlo k jeho sepnutí. Bohužel, ne všichni výrobci uvádějí obě hodnoty QGS(th) a VGS(th) v souvislosti, takže jsme občas nuceni přistoupit k jejich extrakci z křivky náboje na gate. V našem případě můžeme hodnotu získat i použitím rovnice 1:

Rovnice 6

Kde:
Qgd(typ) = Hodnota získaná z dynamické specifikace tranzistoru MOSFET z datového listu
Qgs(min) = Hodnota získaná z grafu

Získaná hodnota nám říká, že Qgd může převést poměrně dost eneRGie do Qgs, aniž by došlo k otevření tranzistoru. Větší problém je však například u tranzistorů MOSFET, jako jsou CSD17301Q5A nebo CSD16301Q2, kde by nám hodnota Qg vyšla v rovnicí 6 záporná. To v tom případě znamená, že Qgd není schopné přenést dostatečné množství eneRGie do Qgs, aniž by přitom došlo k otevření tranzistoru. Kladný výsledkem představuje hodnotu injektované eneRGie, kterou je tranzistor schopen ještě od řídicí elektrody gate odvést. Není snad třeba již dodávat, že čím je tato hodnota nižší, tím méně eneRGie je potřeba k jeho sepnutí a tím kratší je i doba nárůstu proudu (náběžná hrana impuLSu).

Některé regulátory s integrovanými budiči výkonových tranzistorů mají rovněž integrovanou tzv. křížovou ochranu. Jde například o obvody z rodiny TPS5312x, jejichž logika sleduje napětí na řídicích elektrodách a pracuje tak, aby zabánila současnému sepnutí obou HS a LS-MOSFET tranzistorů. Nicméně ani tento obvod není plnou zárukou 100% funkce za všech podmínek. Jedná se pouze o základní ochranný mechanismus, zabraňující současnému sepnutí obou tranzistorů a z toho plynoucích důsledků. Dále je k dispozici rovněž i nová výrobní technologie, označovaná jako „source down silicon technology“, která má za cíl eliminovat vliv parazitní indukčnosti mezi HS a LS-MOSFET a společnou zemi. Technologie se nyní používá u produktů skupiny Power Block. Více informací o technologii je dostupných například v Ref.11.

Všechny základní parazitní prvky, které nás budou v tuto chvíli pro snížení citlivosti zajímat, jsou uvedené v obvodu náhradního schéma na obr. 3. Především jde o vstupní rezistor elektrody gate a všechny parazitní indukčnosti jednotlivých pinů tranzistoru. Velikosti parazitních indukčností na pinech Gate, Source a Drain nejsou obvykle v datových listech uváděny, ale jejich hodnota je pro nás rovněž velmi důležitá. Můžeme však říct, že parazitní indukčnosti v našem případě dělíme na dva typy. Ty na pinech Gate a Source hrají v našem případě negativní roli, ale naopak velikost parazitní indukčnosti na výstupním pinu Drain hraje pozitivní roli. Právě tato indukčnost totiž umožňuje zpomalit rychlost nárůstu injektované hodnoty z dV/dt na polovodičový přechod, nicméně obvykle je její hodnota ještě nižší, než v případě zbylých dvou parazitních indukčností. Speciálně je tomu tak v případě tranzistorů MOSFET v pouzdru SO-8, kde je čip z důvodu lepšího odvodu tepla a nízkého přechodového odporu připojen pomocí více paralelních pinů. Tyto indukčnosti, které jsou na obou pinech source a drain, jsou však ve skutečnosti umístěné mimo vlastní čip a pomáhají nám tak snížit míru ovlivnění tranzistorového čipu změnami v dV/dt.

Dalším zajímavým parametrem, který můžeme z technické dokumentace získat, je prahové napětí polovodičového přechodu gate-source. Vyšší hodnota prahového napětí snižuje celkovou citlivost tranzistoru na hodnotu dV/dt. Neměli bychom však zapomínat i na změnu prahového napětí při vyšších teplotách, tedy VGS(th).

Až do teď jsme minimalizaci injektovaných proudů do řídicí elektrody tranzistoru řešili snadno již ve fázi návrhu obvodu a tedy i s největší účinností. Bohužel, uvedené problémy se často projeví až při testování a ladění finálního produktu. Na dalších řádcích se tedy společně zaměříme na techniky kompromisu, použitelné k minimalizaci již vzniklého problému. Je však třeba mít neustále na paměti, že prakticky všechny následující techniky vedou k postupnému snížení účinnosti, nebo celkového výkonu zdroje.

Autor: Frank Rothoff - Analogový aplikační inženýr - TI

Odkazy & Download:
Domovská stránka firmy Texas Instruments
Domovská stránka firmy Texas Instruments v českém jazyce
Informace o CSD17301Q5A







GooglePlus1 FaceBook Twitter del.icio.us DiGG Google StumbleUpon Google Buzz Email RSS PDF Tisk
Příbuzné články:
Minimalizace vlivu skokových změn dV/dt v napájecím zdroji - část 1
Minimalizace vlivu skokových změn dV/dt v napájecím zdroji - část 2

Komentáře:
Název příspěvku: Vaše jméno: host
                 
  Zakázat formátování [Zakáže kódování a nahrazování smajlíky.]
Připojit soubory
reklama:
ID-12 - čtečka RFID
Modul čtečky bezkontaktní identifikace - RFID tagů s integrovanou anténou a dosahem 12 cm.
Skladem od 670 Kč

Informace uvedené v článcích jsou platné v době jejich vydání a samotné články jsou určeny pouze jako zdroj informací. Autor článku ani správce webu nenesou žádnou zodpovědnost za případné újmy na majetku a zdraví. Názvy společností a výrobků, loga a další multimediální materiál mohou být ochrannými známkami příslušných společností.
RSS kanály: | |
+420 723 846 377
info@pandatron.cz
Všechna práva vyhrazena | mobilní verze | © Copyright 2000 - 2016 ISSN 1803-6007